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现代测控电子技术

模拟式信号发生器的设计

方波、三角波、锯齿波、调节三角波和锯齿波使其沿纵轴平移以及调节方波占空比的设计电路如图1所示：

图1

1、方波、三角波和锯齿波的发生

电路由电压比较器和积分器构成，U1B和R7、R4组成同相输入迟滞比较器，U1C、R10、R8和C1构成积分器1和R16、R19、R20和C14、C15构成的积分器2或者R14、R15、R23和C14、C15构成的积分器。

在通电瞬间，比较器的输出电平Vo1是随机的，这里假设刚通电时Vo1=+Vz，积分器输出负向斜变，当U1B的同相输入端V1+从正过零时有

（1）

比较器输出翻转为-Vz，之后积分器输出正向斜变，当A1的同相输入端V1+从负过零时有

（2）

比较器输出又翻转为+Vz，之后积分器输出负向斜变，当A1的同相输入端V1+从正过零时，比较器输出再次翻转为-Vz，积分器输出再次正向斜变，如此周而复始，Vo2输出三角波，V01输出方波。

根据波形图，积分器正向斜变输出时，积分器最终输出为

（3）

将和代入（3）式可求得（其中t1、t2为方波低电平持续时间，T2=t2-t1）

由于输出的波形是对称的，所以输出信号的周期是

（4）

设计中R7取为1K，R4取为2K，R10取为1Ω，R8取为0～10K，C1取为0.5uF，Vz取为5V，可得设计的方波和三角波的振幅分别为5V和2.5V，频率为Hz，调节R8可使方波和三角波的输出频率在100Hz～1MHz变化。

积分电路的正向积分的时间常数远大于反向积分的时间常数，或者反向积分的时间常数远大于正向积分的时间常数，那么输出电压V03的上升和下降的斜率相差很多，就可以获得锯齿波。本设计选择了反向积分时间常数是正向积分时间常数的499倍来产生锯齿波的，具体实现电路如图1中右下部分所示，其中R16取为0.1K，R19取为49K，R20取为0.9K，D1、D2组成了单向导通电路，用以实现积分电路的正向积分时间和反向时间的不同。和上面的三角波周期的计算方法相同，可以得出锯齿波的振荡周期为，根据图中R16、R19和R20的取值可进一步得出锯齿波的振荡频率为，调节C14可使锯齿波的输出频率在100Hz～1MHz之间变化。

2、功能扩展

为了使输出的三角波和锯齿波能沿纵坐标移动，但波形形状不变、频率，本设计采用的方法是改变同相输入迟滞比较器负端的输入电压V1-来实现的。具体的实现原理如下：

描述过程中将图1中的V02、V03统称为V0。

（5）

（6）

根据（5）、（6）式可求得

（7）

由（7）式可知，可通过调节Vin实现V0沿纵坐标的移动。Vin的调节如图1所示，取R17为1K、R21为1K、R18为1K，实现Vin的变化范围为，从而使得V0的移动范围为。

为了使输出的方波变为占空比可以调节的方波，但周期不变，本设计采用的电路如图1的右下部分所示，将双向双掷开关打到上面去，具体实现原理如下所述：

通过调节R14改变积分电路的正向积分时间和反向积分时间，从而来改变输出方波的占空比，又因为无论R14如何改变，总的积分时间是不会变的，为，

因此调节输出方波的占空比时，输出方波的周期不变。取R15取为505Ω、R14取为50K、R23取为1Ω，C14、C15如前所述分别为100nF、100nF，根据计算，输出方波的占空比为

（其中为R14的上一部分），占空比的调节范围约为1%～100%。

3、正弦波的发生

正弦波的发生电路如图2所示：

图2

电路由放大电路、选频网络、正反馈网络、稳幅环节和后续的一些调节电路构成。

本设计采用的是RC桥式正弦波振荡电路，为了解决RC桥式正弦波振荡电路中出现的“输出电压不稳定”、“消波失真”和“停振现象”而分别采用了如下一些手段。

输出电压不稳定：因为和具有良好的线形关系，所以为了稳定输出电压的幅度，一般采用在电路中加入非线形环节的方法，这里在回路串联两个反向并联的二极管，利用电流增大时二极管动态电阻减小的特点，加入非线形环节，从而使输出