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AM调制与解调论文

Ma＝kaVΩm/Vm0是调制信号的调幅系数，简称调幅度。相应的波形如图所示。

图中，Vm0(1+MacosΩt)是vO(t)的振幅，它反映了调制信号的变化，称为调制信号的包络。

调幅信号的最大值Vmmax：Vm0(1＋Ma)

调幅信号的最小值Vmmin：Vm0(1－Ma)

调幅度是表征调幅信号的重要参数，它的一般定义式为

显然Ma＜必须小于或等于1；当Ma＞1时，在Ωt＝π附近，vO(t)变为负值，它的包络已不能反映调制信号的变化而造成失真。

将vO(t)的表达式用三角函数展开：

上式表明，单音调制时调幅信号的频谱由三个频率分量组成：

角频率为ωc的载波分量

角频率为ωc＋Ω的上边频分量

角频率为ωc－Ω的下边频分量

其中上下边频分量是由相乘器对vΩ（t）和vc(t)相乘的产物

3、复杂音调制

进一步假设vΩ（t）为非余弦的周期信号，其傅里叶级数展开式为：

式中为最高调制角频率，其值恒小于ωc，根据式可推导出输出调制电压

其中

可以看出，vO(t)的频谱结构中，除角频率为ωc的载波分量外，还有有相乘器产生的角频率为（ωc±Ω）、（ωc±2Ω）……（ωc±nmaxΩ）的上下边频分量，它们的幅度与调制信号中相应频率分量的幅度VΩmax成正比；或者说，这些上下边频分量是将调制信号频谱不失真地搬移到ωc两边而形成的。由图可见，调幅信号的频谱宽度为调制信号频谱宽度的两倍。

BWAM＝2Fmax

总之，调制电路组成模型中的相乘器对vΩ（t）和vc(t)实现相乘运算的结果，反映在波形上是将vΩ（t）不失真地搬移到载波信号振幅上；反映在频谱上则是将vΩ（t）的频谱不失真地搬移到ωc的两边。

二.解调电路

调幅波的解调即从调幅信号中取出调制信号的过程，常称为检波。调幅波解调方法有二极管包络检波和同步检波两种。

图4-3

图4-3二极管包络检波器

二极管包络检波器适合于含有较大载波分量的大信号的检波过程，优点是电路简单。实验电路如图4-3所示，主要由二极管D及RC低通滤波器组成，它利用二极管的单向导电性和检波负载RC的充放电过程实现检波。但RC时间常数过大，则会产生对角切割失真。RC时间常数太小，高频分量滤除不彻底。综合考虑要求满足下式（其中：ma为调幅系数，Ω为调制信号角频率）：

2

2

图4-41496构成的解调器

图4-41496构成的解调器

利用一个和调幅信号的载波同频同相的载波信号与调幅波相乘，再通过滤波器滤除高频分量而获得调制信号。本实验如图4-4所示。采用1496集成电路构成解调器，载波信号UC经过电容C1加在脚⑧、⑩之间，调幅信号UAM经电容C2加在①、④脚之间，相乘后信号由⑿脚输出，经R6、C5组成的低通滤波器，在解调输出端OUT，即可得调制信号。

电路设计：

1.晶体振荡器设计：电路可参考《通信电子电路》设计，晶振选择4MHZ；不过要注意晶体振荡级三极管基级分压偏置的设计，这有关于振荡器起振问题，还有与晶振串联的电容的大小，这亦与起振有关；振荡器输出波在输入到调制电路前应加一级缓冲级，再在缓冲级输出加一个可调电阻，实现载波幅度可调。

电路图：

2.AM调制电路设计：乘法器我使用MC1496，设计时要单电源供电，这时可参考MC1496的PDF资料设计单电源的要求，不过要注意1脚和4脚的分压，这有关调幅波的调制度；还有4脚，6脚，12脚不要加高频旁路电容，如有加的话调制不了。MC1496的外围电路和原理都很简单，完成可参考PDF设计，这里不再赘述。

电路图：

3.谐振放大：由于用MC1496调幅属于低电平调幅，而二极管包络检波要求大信号峰值包络检波，故检波前应加一级放大。

放大前加一级缓冲级，也就是射级跟随器；由于载波频率大于1MHZ，故放大级应是谐振放大，注意级间与输出的阻抗匹配设计，先计算二极管包络检波的输入电阻以便设计阻抗匹配，二极管包络检波输出的有用平均功率为由此可得。谐振网络应先自己计算好。

电路图：

4.二极管包络检波设计：电路可参考高频实验箱上的二极管包络检波电路设计，不过在载波频率较高时，在二极管之前加一个反向二极管到地，还有与放大级之间加一个电容，之后就可参考高频实验箱的电路设计，没什么要注意的。

电路图：

总电路图：

电路板实物图：

实测数据：

载波

频率

4MHZ

峰峰值

50mV

调制波

频率

1KHZ

峰峰值

100mV

频率范围

100HZ——220KHZ

调幅波

检波输出

调制度

峰峰值

频率

30%

500mV

1KHZ

50%

1.04V

1KHZ

100%

5.12V

1KHZ

从数据看，调制信号频率1KHZ，检波输出1KHZ，调制度30%到100%输出一致，可见该模块成功。还有许多数据可测量，二极管检波我预留了许多测试点与跳