二极管钳位型多电平逆变器电容电压平衡域曲线优化控制.docxVIP

二极管钳位型多电平逆变器电容电压平衡域曲线优化控制 1 电容电压平衡控制策略 在高压、宽体压电子的应用上，多坪变换器技术比两坪变换器有更多的优势。例如可以提高电压和功率应用等级，而输出的共模电压却较小；在较低的开关频率下却具有很好的谐波性能等。一般认为，多电平变换器主要有H桥单元串联型、二极管钳位型、电容钳位型三种典型的结构，其他结构均可以在此基础上派生得到。在二极管钳位型结构中，已得到广泛应用的是三电平结构，对于三电平以上更高电压等级的变换器结构，由于存在PWM控制策略复杂和直流母线电压平衡等问题而鲜有应用。但是，关于此类多电平PWM控制策略以及电压平衡基本理论的研究仍非常活跃。文献提出了一个电压自平衡拓扑，但所需器件众多，很难实用；文献通过加入一个辅助平衡桥臂来间接实现五电平逆变器电压平衡控制；文献采用各自的PWM算法，得出二极管钳位四电平逆变器的电容电压平衡可控范围；文献给出了避开不平衡矢量的电压平衡控制方法；文献通过近似方法得出了N电平变换器的电压平衡约束关系。 由于模型的时变和非线性特点，二极管钳位型多电平变换器电容电压平衡控制的研究是一个比较棘手的问题，即使采用开关平均模型等方法，也难以得到一个直观的线性化表达关系，而且电压平衡和负载情况本身也有很大的关联。同时，很多冗余的开关状态使PWM调制策略的研究变得复杂，这也是多电平变换器控制的一个难点所在。因此研究它们的电容电压平衡规律，对其控制特性和相应的PWM控制策略进行具体分析，间接得到其平衡规律，对此类变换器的应用具有指导意义。 本文以单一直流电压源的二极管钳位型五电平逆变器为研究对象，在开关网络模型的基础上，首先从输出开关状态与分支母线平均电流之间的关系定性分析了电容电压平衡的范围。然后对多电平变换器开关切换约束与PWM控制策略进行了深入分析，给出了一种基于目标函数最优的电压平衡控制策略，并在全负载范围内，进一步对电容电压平衡控制的稳定域进行研究，得出了以功率因数和调制比为自变量的电压平衡域曲线。 2 三、五、平正逆变量的数学模型 2.1 带单独带电子开关的带动态开关状态 图1所示为三相二极管钳位型五电平逆变器及负载的简化示意图，其直流侧总电压为Udc。将方框内三相桥臂简化为一个无储能环节、无损的理想多端开关网络，在功能上，此开关网络可以等效为三组五选一的多路开关。 以最低直流母线为零电位参考点，首先定义S=[Sa,Sb,Sc]T为某瞬时三相开关状态，且Sa,Sb,Sc∈{0,1,2,3,4}，五个数分别对应u0,u1,u2,u3,u4五个不同的母线电平。定义开关函数 则此开关网络的瞬时开关矩阵L可以表示为 其同相开关函数满足约束关系:，而且三相开关状态与瞬时开关矩阵之间的变换关系为S=L[0 1 2 3 4]T。则此开关网络的输入输出关系可以表示为 式中ua,ub,uc——逆变器输出的三相电压瞬时值 ia,ib,ic——逆变器输出的三相电流瞬时值 u0,u1,u2,u3,u4——各直流分支母线电平 设iC1,iC2,iC3,iC4为电容电流，则对于负载没有中线的三相系统，电容电流和直流母线电流关系为 2.2 电容电压动态平衡 由于变换器的输出为周期函数（设周期为TM），若电容电压能够维持动态平衡，则各个储能电容的电压稳态值UC1,UC2,UC3,UC4满足关系 由电容的电压和电流关系以及式（2）可以进一步得到另一组条件，即五电平变换器电容电压动态平衡时，内分支母线的基波周期电流平均值须为零。考虑到输出为三相对称的系统，分支母线电流平均值可表示为 3 电容电压动态平衡的适当方式 许多因素会影响多电平逆变器直流母线的电容电压。为了突出主要矛盾，设逆变器运行于稳态条件下，即输出电压幅值和频率固定，且开始时电容电压处于平衡状态。另外，输出功率总可以分解为有功和无功两部分，不失一般性，这里只考虑负载功率因数为1和0两种极端情况来说明问题。 从图1也可以得到逆变器的内分支母线电流与流经各相桥臂分支母线电流的周期平均值的关系为，且k=1,2,3。以一相为例，当为零时，说明a相桥臂能使电容电压保持动态平衡。根据这一思路，文献分别在功率因数为0和1两种情况下，通过直观的定性图解方法对单个桥臂的内分支母线电流平均值是否为零进行判断，指出在零功率因数下，五电平桥臂内母线平均电流为零；而功率因数为1时，内母线平均电流不为零。并进一步推导出在三相对称输出时零功率因数下电容电压能够平衡；而有功输出时，逆变器电容电压不能平衡的直观结论。但文中并未对有功输出时三相变换器的电容电压变化规律作具体分析。 实际上，在单位功率因数负载三相输出时，并非任意调制比时电容电压都不能平衡。文献基于每组三相开关状态对电容电压平衡进行了具体分析，这里作进一步的延伸。 3.1 传统三元开关状态 逆变器稳态运行时