开关电源硬件电路设计.docx

第4章 开关电源硬件电路设计 开关电源的硬件电路分为主电路和控制电路两大部分。 4.1主电路设计 建立在开关电源理论分析基础之上，本文设计研制了 500W数控开关电源，主电路采用 ZVZCS移相全桥拓扑，原理图如图4.1所示。其基本技术指标为： ⑴交流110土 20%V输入 额定输出电压为24V 最大输出电流为20A 满载效率大于90% 电压纹波小于1% 图4.1开关电源主电路原理图 4.1.1高频变压器设计 当输入110V单相交流电时，经桥式整流和滤波后的直流电压为: Vin = 0.9x1.2xU. (1± 20%) = 95~143V (4-1) 设计输出电压为24V，开关频率采用50kHz，则周期为203,上下管死区时间设为2ps，， 则实现ZVZCS的最大占空比可表示为： M =写^ = 0.8。(4-2) 设变压器副边与原边的变比为n，则满足： nV. = = 30V (4-3) m D max 30 n = = 0.28 (4-4) V in (min) 考虑元器件损耗，将变比整定为: n = = 1:3 (4-5) N1 变压器磁芯选择EE65型铁氧体，磁芯有效截面积为：4 = 535mm2，窗口面积为: 有=575，最大工作磁密取Bm =。.则变压器原边匝数为: N = %max)= 143 = 9(匝)(4-6) P 4fsBmAe 4 x 50 x103 x 0.15 x 535 x 10-6 副边匝数为： Ns = n x Np = 3(匝)(4-7) 副边电流有效值为： Is = 16.7A (4-8) 则原边电流有效值为： Ip =七专=5.6 A (4-9) 选取导线电流密度为： J = 2.5 A / mm2 (4-10) 则原边导线的截面积为： Sp = Jp = 2.24mm2 (4-11) 副边导线的截面积为： Ss = J = 6.68mm2 (4-12) 4.1.2高频电感设计 设计额定输出电流为16.7A，则在一个周期内电感电流允许波动的峰峰值为: AI , 、=16.7 x 20% = 3.34A (4-13) o(max) / 副边电压最大值为： 1 UT (max) = § Vin(max) = 48V (4-14) 额定输出电压Uo = 24V，由于最大占空比为0.8,则电感电流上升时间为: △t = — T x D = - T x^~° = 5u s (4-15) 2 2 UT 因此所需高频电感的大小为： L =①T - U)心=36^h (4-16) △I / 、 o(max) 4.1.3超前臂并联电容计算 超前臂并联电容通过充放电来实现超前臂开关管的ZVS。当电源输出额定功率时，输 入电流为： I. = — = 4°^ = 4.2 A (4-17) in V.nDmax 119 x 0.8 为了满足超前臂开关管的ZVS，则在死区时间23内需实现电容的快速充放电，此时需满 足： C1 = C2 = ^^ = 0.035r F (4-18) in 实际选取时应考虑开关管寄生电容以及隔直电容对超前臂ZVS工作状态的影响［8］。 4.1.4隔直电容的计算 原边加入隔直电容的目的是为了防止变压器直流偏磁造成磁通不平衡，从而引起变压 器饱和。设隔直电容两端允许的电压波动峰峰值为Upp = 10V，开关频率为fs= 50kHz，当 输出最大电流为20A时，原边输入电流为6.7A,则满足: C.=诅(max) Dmax = —6,7 x 0,8— = 5.36 r F (4-19) i 2 fs\Upp 2 x 50 x 103 x10 4.1.5辅助网络箝位电容的选取 箝位电容的存在使得原边电流加速下降，以达到快速复位的状态，为滞后臂实现ZCS 提供条件。由上一章分析可以得到箝位电容两端最高电压为： %C =2(〃V - *) (4-2。) 当电源启动时，V = 0，此时: 勺=2n匕=96V (4-21) 因此箝位电容耐压值应大于96V，箝位电容值越大，原边电流复位越快，但是电流复位 过快对于超前臂的ZVS实现不利。综合以上分析，结合实验调试，最终选取的箝位电容cC 为120nF/200V的CBB无感电容。 4.2控制电路设计 4.2.1 控制芯片 DSPIC30F2020 简介［9］ DSPIC30F2020是Microchip公司专为电源控制所设计的一种16位数字信号控制器 (DSC)。它采用哈佛架构，含有一个16位CPU和一个DSP内核，速度最大可达到30MIPS； 另外包括12K的片内Flash程序空间、512B的片内RAM，32个中断源，其中3个是外部 中断，有一路全双工的UART功能模块、一个同步串行SPI功能模块、一个I2C串行通信模 块，片内有一个8通道的A/D转