一种基于TMS320LF2407的并网逆变器控制策略.docxVIP

一种基于TMS320LF2407的并网逆变器控制策 略 在分析倍频式SPWM并网逆变器电压相量图的基础上，提出了一种基于 TMS320LF2407DSP芯片作为控制器的并网逆变器实现方案。该方案实现简单，控制方便， 相关的实验波形验证了该方案的正确性。 0 弓1言 为了解决即将到来的能源危机，开发绿色的、可持续的新型能源已成为近年来的研 究焦点。其中，能馈系统和光伏系统的研究与设计已取得一定成绩，而并网逆变器（又称有 源逆变器）作为它们与电网的接入口，扮演着极重要的角色。本文介绍一种采用TI公司 TMS320LF2407DSP芯片实现的电压型单相全桥并网逆变器，该逆变器基于电压相量图的 间接电流控制，输出为单位功率因数，而且确保了其能量只能从逆变器到电网的单向流动， 从而避免了能量倒灌带来的逆变器功率器件的损坏。该方案控制简单，稳定性好，具有较好 的应用效果。 1控制策略及其实现 并网逆变器主电路 图1为并网逆变器主电路框图。图中，高压直流一般由低压直流（例如，光伏系统 中的蓄电池组，电子模拟负载系统中的电源模块输出）经过DC/DC升压后得到，幅值在 400V左右，且电压波动范围不大。逆变器输出和电网之间的电感L1,用于滤除高次谐波电 流，平衡逆变器和电网基波（50Hz）之间的电压差，是整个系统控制策略的关键所在。这 样的电路结构具有体积小，电流应力小，畸变率小的优点，而且集中控制简单。 UL为电感 UL为电感L1两端电压的基波有效值，UN为电网电压。 并网逆变器电压相量图分析 在功率因数为1的条件下，基波电压向量可由图2表示。图中Ua为逆变器输出电 压的基波有效值， 图2 Ua、UL和UN相量图 超前角度 =固定不变时，设逆变器工作在p2n2点，送至电网的功率为Po,由 图2的关系可知，Po=UNIN, UL=IN L1据三角函数关系有 an 1=P i/Ui）2 可见，在电感数值和电网电压确定的条件下，依据给定的功率，可以确定超前角度 1即可以确定逆变器控制信号的相位。 设电网电压在n2点为标准220V，当它降低（从n2到ni）或升高（从n2到n3） 时，逆变器的输出电压也随之变化（从p2到pi或从p2到P3），可以保证工作在单位功 率因数，当然送出的功率也会变化。由于电网电压波动不大，因此功率变化不会很大。这个 调节过程的关系也可以由图2得出 Ua i=UN 由SPWM逆变器有 Ua=mUd/ 病（3） 式中：m为调制比； Ud为逆变器输入侧直流母线电压。 由式（2）和（3）得 m=叵 U /Ud （4、 从而可知，超前角度不变时，根据实时检测到的直流侧电压和电网电压，改变调制 比m，可以使得电路在直流母线电压和电网电压波动时，一直工作在单位功率因数。 当 从 让曾大到2时，其它条件不变，功率会随之增大，其变化关系可以由式（1） 确定。因此，我们可以通过外围电路设定 值，从而达到功率调节。 1.3控制单元框图 DSPLCD显示如图3所示，控制单元上主要是通过外围检测电路和相应的软件算法来实现的。软 件的实现在后文中阐述。其中DC/DC的控制与保护部分可以与逆变部分分开，但由于DSP 的资源比较丰富，可以利用同一块DSP来处理。 DSP LCD显示 宜阻电压低检则 电网电压过零检画 电网电压低检酬一 □cm c:的控制与保沪 图3控制单元框图 由于主电路与电网没有隔离，则控制单元须全部与主电路隔离。电网电压的检测可通 过工频采样变压器实现，但直流电压的检测相对要困难。这里采用线性光耦来达到采样和隔 离的目的，这就要求线性光耦的线性度非常高。采样电路如图4所示。 图4 直流母线电压采样电路 本电路采用TIL300线性光耦，经采样隔离后的值送至DSP的AD转换通道。由图 4所示电路可知，AD采样值Vo=k3（R6/R4）高R葛VBUS，其中k3是光耦的电流传输系 数。 电网过零检测主要是利用DSP的CAP捕捉单元来实现锁相。以检测到的过零时刻 作为基准，控制脉冲超前此基准时刻角度。过流及电网过大波动的保护是由电流间接控 制，为电流开环控制，因此，应根据所需的功率大小以及器件的额定值设好保护点。当发生 过流时，通过保护电路封锁逆变控制脉冲，并断开主电路，使逆变器脱离电网。当检测到的 电网电压超出波动范围时，也使逆变器停止工作，并给出相应的故障指示信号。 2软件设计与实现 逆变器的控制方式是在文献［2］中的倍频式SPWM基础上，结合DSP的PWM输出 特性产生的，如图5所示。实际中，三角波的频率与工频的比值为240，为简单起见，图5 中的比值为12。 图5开关器件的驱动波形和逆变器输出波形 波形生成过程如下：DSP的通用定时器1采用连续增/减计数模式，而且在定时器 下溢中断后立即装载比较寄存器CMPR1和CMPR2的值，CMPR