单端反激开关电源的动态补偿参数研究.docx

单端反激开关电源的动态补偿参数研究 0 动态补偿参数的设计 输出电源通过反馈矩阵控制通道，以确保不同负载下的所需电流电压。单端反激开关电源的环路设计中,很多都采用光耦PC817A和精密宽电压稳压管TL431相配合,作为参考、隔离、取样和放大,组成负反馈环路。然而在设计动态补偿参数时,目前通常采用试验方法,经过多次反复试验和测量,取得一组能使开关电源稳定工作的参数。由于开关电源的环路参数设计与许多因素有关,比如电源的工作频率、输出滤波电容的ESR(等效串联电阻)等,而通过试验得出的结果没有通用性,往往不能运用于以后不同要求的设计。 本文以单端反激开关电源设计为例,在基于PC817A和TL431配合的环路设计中,将控制论运用于开关电源动态补偿设计中,利用开关电源的小信号传递函数,对此环路的动态补偿设计进行了定性分析和定量计算,通过设计合适的相位裕量来保证开关电源的稳定性。其过程经实验证明具有较好的通用性,在实际运用中取得了很好的效果。 1 反馈环路电路 开关电源的控制方式有电流控制方式和电压控制方式两种。电源的传递函数随控制方式的不同而有很大差异,在环路设计分析时,应独立分开。本文着重介绍电流控制方式。 图1为电流控制方式的单端反激开关电源的反馈环路电路。其中电流型控制芯片UC3842放在开关线圈的初级,控制功率开关。在次级电路中,稳压器件TL431作为基准和反馈误差放大器,采样输出,并产生相应的误差电压。该误差电压通过光耦PC817A转变成误差电流,耦合到初级中,作为控制芯片UC3842的输入。UC3842通过此输入,产生相应的占空比信号来控制功率开关。由于在设计中运用了TL431内部的反馈运算放大器,所以在光耦接UC3842时,略过了UC3842的内部运放,直接把误差输入接UC3842内部运放的输出端,这种设计可以把反馈信号的传输时间缩短一个放大器的传输时间,使电源的动态响应更快。 2 m为2dm,以 稳定性通常用相位裕量φm和增益裕量Gm两个参数来衡量。φm为当环路增益为单位增益时,实际相位延迟与360°的差值;Gm为当实际相位延迟为360°时,增益低于单位增益的量。 在工程实践中,通常要求Gm-10dB,φm≥45°。按此要求设计的环路,不仅可以在预定的工作情况下满足稳定条件,而且当环境温度发生变化或突然加减载等情况下,也能满足稳定条件。图1中C1、C2和R2组成环路的动态补偿,本文目的就是要确定它们的组合形式和取值来满足系统有足够的相位裕量和增益裕量。 3 动态补偿ds主要分为3个点点和2个点 图2中展示了在电流型电源环路中用于动态补偿的3种常用方法。 图2(a)为单极点补偿,适用于电流型控制和工作在DCM(非连续电流模式)并且滤波电容的ESR零点频率较低的电源。其主要作用原理是把环路中的第1个极点和其余的极点距离拉开,使相位达到180°以前使其增益降到0 dB。这种补偿也称主极点补偿,补偿后的最大带宽小于补偿前第1个极点的带宽。 图2(b)为极零点补偿,其极点相当于主极点补偿中的极点,而零点则把补偿前的第1个极点抵消,这时的带宽最大,可以达到补偿前第2个极点的带宽,这样既达到了主极点补偿的效果,又增加了带宽。 图2(c)为双极点单零点补偿(传递函数已经进行了适当的工程近似和简化),适用于功率部分只有1个极点的补偿,例如所有电流型控制和非连续方式电压型控制。 在设计电源动态补偿时要注意的是补偿放大器工作在负反馈状态,本身就有180°相移,所以留给功率部分和补偿网络的只有180°。幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足的,所以设计时一般不需特别考虑。 由于增益曲线为-20 dB/dec时,此曲线引起的最大相移为90°,尚有90°裕量,所以在设计补偿后,应该使最后合成的整个增益曲线符合-20 dB/dec部分穿过0 dB横轴。在穿越0 dB横轴点前的极点和其之后的极点所引起的最大相移也小于135°,满足工程中相位裕量大于45°的要求。而在低于0 dB带宽中,整个增益曲线最好为-40 dB/dec,这样从高频往低频看,增益会迅速上升,低频部分增益很高,使电源输出的直流部分误差非常小,即电源有很好的负载和线路调整率。 根据以上原则设计补偿后的整个增益曲线如图3所示。 4 环路带宽的设计和传播 通常,主电路是根据应用要求设计的,设计时一般不会提前考虑控制环路的设计。我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成,然后来探讨环路设计。环路设计一般由下面步骤组成: a) 画出已知部分的频响曲线。 b) 根据实际要求和各个限制条件确定带宽频率,即增益曲线的0 dB频率。 c) 根据步骤b确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点,使带宽处的曲线斜率为20 dB/dec,画出整个电路的频响曲线。 环路带宽希望越高越好,但是由于RHZ