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电源招聘专家 分析开关模式电源的谐振坐标方法 设计开关模式电源时，最麻烦的部件是 RCD 缓冲器。设计 RCD 缓冲器的传统方法没有主开关的关断瞬态期间的详细说明。因此，传统方式设计中的设计等式也不完全正确。本文将介绍设计和分析反激式转换器的 RCD 缓冲器的新方法。谐振坐标提供了一个了解主开关关断瞬态期间的简单方式，并有助于轻松设计和分析RCD 缓冲器。 引言 从商业上讲，反激式转换器因 结构简单、尺寸紧凑、重量轻和成本低而得到广泛使用。但是它的主开关执行硬开关操作，导致主开关上有较高的电压尖峰和振荡。主开关的电压应力视电压尖峰大 小而增加。为减少电压尖峰以便使用更低成本的低额定电压的 MOSFET，最广泛的方法是 RCD 缓冲器网络。即使缓冲器电压随缓冲器电阻降低而降低，但缓冲器网络上的功耗增加，导致总系统效率降低。因此，RCD 缓冲器网络应优化以同时符合主开关电压应力和总系统效率两个要求。 本文将先介绍由主变压器的漏电感而产生的电压尖峰的传统分析。将介绍描述关断瞬态期间的简单方式用于进一步分析。缓冲器电流将在缓冲器坐标中分析，以便提供更详细的设计等式。 RCD 缓冲器设计和分析 RCD 缓冲器设计的一般方法 图1显示具有 RCD 缓冲器的传统反激式转换器。 图 1 ： 传 统 反 激 式 转 换 器 RCD 缓冲器电路用于箝位由漏电感L 和主开关漏极至源极的电容C 之间的谐振导致的电压 lk DS 尖峰。有多种假定来描述工作原理以设计RCD 缓冲器，如下所示： V ＞nV 和 V 由于较大的C 而几乎恒定： sn out sn sn C ＝C ＋C ，无论v (t)如何都恒定： DS OSS TRANS DS 当主开关 Q1关闭时，无次级端漏电感，因此i (t)可瞬时传输至次级端二极管电流 i (t)， DS D1 其中 C 是缓冲器电容，C 是主开关漏极和源极之间的有效电容，C 是 MOSFET 的输出电 sn DS OSS 容，C 是变压器一次电路端子之间的有效电容，v (t)是主开关间的电压，i (t)是流过主 TRANS DS DS 开关的电流，而 Q1是主开关。 图2显示缓冲器二极管传导时的等效电路。 图 2 ： 缓 冲 器 二 极 管 接 通 期 间 的 等 效 电 路 当开关 Q1关闭时，主电流对 Q1的 C 充电（同时对变压器的 C 放电）。当 C 被充电 OSS TRANS OSS 至 V ＋nV 时，次级端二极管接通，能量传输至次级端，并且对C 持续充电，因为漏电 in out OSS 感 L 仍有一些剩余能量。当 Q1的 v (t)增加至 V ＋V ，缓冲器二极管 D 接通，v (t)箝位 lk DS in sn sn DS 在 V ＋V 。当D 传导时，L 上的电压为V －nV ，这样D (t )的导通时间可获取如下： in sn sn lk sn out sn s (1) 电源招聘专家 其中 I 是关闭开关 Q1之前的峰值漏极电流。有两种方式计算缓冲器网络中的功耗(P )； peak sn 通过 D 提供的电源和R 中的功耗，如下所示： sn sn (2) 其中 f 是反激式转换器的开关频率。因此，缓冲器电阻R 可由下列等式获得： sw sn (3) 这是查找缓冲器电阻Rsn 的传统方式。但是，L-C 谐振几步后，峰值漏极电流 Ipeak 被降低了一些。因此，等式(3)可能误导被过度设计的系统。 让我们使用谐振坐标得出实际峰值漏极电流，以避免在下一节过度设计RCD 缓冲器。 谐振坐标中的 RCD 缓冲器设计和分析 本节将使用谐振坐标设计 RCD 缓冲器。仅设计缓冲器时，无需分析整个反激式操作模式。图3显示每个模式的等效电路，图4显示反激式转换器中的开关 MOSFET 的vDS(t)。 电源招聘专家 图3 ： 关闭主开关后显示的每个模式的等效电路（ 按顺序依次为模式1 至4 ） 图 4 ： 关 闭 开 关 后 的 v (t) DS 在模式1中，电感（Llk 和 Lm）中的电流对 CDS 充电，直至其电压达到 Vin＋nVout，其中 Lm 是变压器的磁化电导。在 t1，次级二极管接通，并且磁化电导的两端箝位在反映的输出电压nVout 上。在模式2中，通过CDS 和Llk 之间的谐振，CDS 上的电压增加到Vin＋Vsn，从而接通缓冲器二极管。因此，漏极电压箝位在 Vin＋Vsn（在模式3期间）。CDS 和 Llk 之间的谐振由于减幅如模式2一样在模式4中恢复。 当电感和电容与 DC 电压源(Vdc)串联谐振时，电容上的电压和通过电感的电流可绘制在一个平面中。在平面上，X 轴是电压，Y 轴是电流。如果将 L-C 回路的特性阻抗乘以 Y 轴而使两 个轴的单位相