反激变换器状态和boost电感状态.doc

摘要：提出了一种新型的功率因数校正模块（flyboost模块），它具有两种工作状态（反激变换器状态和Boost电感状态）。基于这种PFC模块，得到了一种新型的单级PFC变换器，实验证明这种变换器不仅可以得到很高的功率因数，而且可以显著提高变换器的效率并自动限制中间储能电容上的电压。 关键词：单级功率因数校正；Flyboost模块；效率 　 　1引言 近年来，提出了很多单级功率因数校正（PFC）变换器[1－2]。然而，这些变换器存在着不少缺点，如低效率，不适用于大功率应用，储能电容电压变化大等。这些缺点都限制了单级PFC变换器的应用。 一般的单级PFC变换器都是由Boost电感和DC/DC变换器组成，通过控制Boost电感工作在不连续导电模式，可以使得输入电流自动跟随输入电压，从而实现功率因数校正。 然而，无论是两级PFC变换器还是通常的Boost电感型单级PFC变换器，输入功率都是先经过中间储能电容然后再经过DC/DC变换器输出，这样，从输入到输出，功率经过两级变换。 本文提出了直接功率变换的概念，基于这种概念，提出了一种新型的单级功率因数校正AC/DC变换器。实验证明，这种新型的变换器不仅具有很高的功率因数，而且能够显著提高变换器的效率并自动限制中间储能电容上的电压。 (a)典型变换器功率流向(b)带直接功率变换模块的变换器功率流向 图1变换器的功率流向图 2直接功率变换的概念 在如图1（a）所示的典型功率因数校正AC/DC变换器中，包含了两个功率模块，即PFC模块和DC/DC模块。首先，脉动的输入交流功率经过PFC模块输入到储能电容上，然后经过DC/DC变换器，得到稳定的直流输出。如果PFC模块和DC/DC变换器模块的效率分别是η1和η2，那么，AC/DC变换器的总效率η为η=η1·η2（1） 实际上，希望得到稳定的直流输出并不需要经过两次功率变换。我们可以让一部分交流功率只经过一次功率变换就到达直流输出端；而其余部分输入功率则经过两次功率变换。这样，既可以得到高效率，又可以获得稳定的直流输出[3,5]，如图1（b）所示。 如果m表示能量的直接变换部分，那么（1－m）则是间接变换的能量，则 Po=Pinη1m＋Pinη1η2(1－m)（2） η=η1m＋η1η2(1－m)=η1η2＋mη1(1－η2)（3） 所以，具有直接功率转换的变换器的效率比原来提高了mη1（1－η2）。 3直接功率变换及功率因数校正模块 设工频交流经过全波整流后加在反激变换器上的电压为Vin，输入电流为i1，变压器的变比为n:1，输出电压为Vo，输出电流为io，Re表示等效输入无损电阻。 在一定占空比下，当反激变换器(flyback)工作在不连续导电模式（DCM）下，输入电流i1为三角波，其平均值近似为正弦波。另外，对输入而言，反激变换器可等效为一个受占空比D控制的无损电阻[4]，等效电路如图2所示。 3等效输入电阻Re 在一个开关周期Ts内，Vin近似不变，反激变换器原副边电流为i1，io呈三角波。 [0－DTs]期间i1以斜率Vin/n2L线形增大（L为变压器副边的电感值）。 [DTs－（D＋D2）Ts]期间副边电流io以斜率－Vo/L减小，D2Ts为输出整流管导通时间。 显然原边峰值电流ip为ip=(4) 输入平均电流i1(avg)为i1(avg)=i1dt=··DTs=ipD==(5)从而得到Re=(6) 3.2平均输出电流和输出功率 副边峰值电流为ip′，则平均输出电流i0(avg)为i0(avg)=i0dt==（7） 根据伏秒积平衡VinDTs=nVoD2Ts得 D2=VinD/nVo(8) 将式（8）代入式（7）中，得到 i0(avg)=DVinip′/2nVo =D2Vin2Ts/2n2LVo=Vin2/VoRe(9) 所以，输出平均功率为 Po=Vo·io(avg)=Vin2/Re=Pin(10) 上述分析说明： 1）输出功率=输入功率，没有功率损耗,实现直接功率传递的概念； 2）在式(5)中，Vin=|Vpeak·sinωt|，可知输入平均电流满足正弦规律，实现功率因数校正。 尽管工作在DCM的反激变压器具有以上优点，但是，它同时也存在不少缺点，例如，由式(9)可知，输出电流中含有很大的二倍工频的纹波。 4基于Flyboost模块的单级功率因数校正 AC/DC变换器 在反激变压器的基础上，本文提出了一种新型的单级PFC变换器，即基于Flyboost模块的单级PFC变换器，如图3所示。 当工作在不连续导电模式（DCM）下，Flyboost模块的工作状态可以概括为两种状态，即反激变压器状态和Boost电感状态，两个工作状态的工作波形如图4所示。 1)