高频开关相位控制dc-ac逆变器.docVIP

高频开关相位控制的DC-AC变换器 KOOSUKE HARADA，FELLOW，IEEE，HIROSHISAKAMOTO，AND MASAHITO SHOYAMA [摘要]这里介绍的是一种相位控制的DC-AC变换器，这种变换器在隔离变压器的原边和副边分别有一对开关管，输出电压幅值的大小通过两对开关管的相位控制来实现。同时我们可以导出一般的低频等效电路进行分析。另外，变换过程中的高频开关冲击被分解成两部分得到抑制。该电路导致的结果是，通过提高开关频率和可以减小变压器的尺寸以及可以通过直流源侧较容易的获得无功能量。这种DC-AC变换器尤其适合于小容量的不间断电源系统（UPS）。 简介 最近，1KVA 以下的小型不间断电源（UPS）在微计算机和办公、家庭等自动化电子设备上越来越重要。由于这些应用，所以对于UPS的体积和成本的需求越来越得到重视。因为DC-AC变换器的尺寸直接决定了整个UPS的尺寸，所以减小DC-AC变换器的尺寸就显得越来越重要。 为了减小DC-AC变换器的尺寸，高频开关PWM控制技术已经被普遍的应用了，如图1所示，在这个电路中，通过提高开关频率来大大减小L-C滤波器，以及通过快速瞬时响应控制来减小L-C滤波器。 图1、传统的PWMDC-AC变换器 然而，输出隔离变压器的尺寸大小几乎与开关频率无关，因为变压器内的能量变化主要取决于市电交流的50Hz或者60Hz的调制信号。因此，在变换器中的高频开关控制技术的贡献不在于减小变压器的尺寸。 图2方案给出的是隔离变压器应用在DC-DC变换器，后续电路是PWM逆变器。隔离变压器能够通过提高开关频率得到减小。然而两个控制电路中不同的开关处理过程都很重要，另外因为串联连接的两个高频开关能量变化过程的损耗将变大。此外，通过DC-DC变换器后直流源上的无功能量不可能得到恢复。 图2、PWM逆变器前端通过DC-DC隔离方式电路 相位控制DC-AC变换器技术，最早是由McMurray在1970年提出来的[1]，它从本质上能够适合解决把隔离变压器做小。尽管是非线性负载，都能够从直流源上得到无功能量。然而对于这个最早的电路，存在的问题是在变换过程中间可能出现大电流或者是高电压尖峰，导致变换器的效率和可靠性大大的减小。正是因为这些因素，大大的阻碍了这种变换器的可实施性。 在本文，首先通过对相位控制DC-AC变换器的低频特征一般的等效电路的模拟验证，提出了一种新颖的减少变换过程中的开关冲击的方法，最后，给出了两种应用于UPS的变换器电路。 二、DC-AC相位控制变换器的工作原理 图3给出的是DC-AC相位控制变换器的最基本的电路图。 图3、DC-AC相位控制变换器基本电路图 开关管S1和S2在变压器的原边，轮流重复占空比为50%开通与关断状态，状态图如图4（a）所示。开关管S3和S4在副边，并且重复开通与关断，状态如图4（b）所示，工作方式同原边。原边开关和副边开关工作上有相位差DT，与之相对应的D表示变换器的占空比。图4（c）是图3中A点的PWM电压波形示意。 图4、开关顺序和PWM波形 当D按照正弦波规律来变化时，通过高频滤波器件L-C，使得最终输出端输出电压也是正弦波。在这个电路中，变压器的电压波形是50%占空比进行对称调整的，因为最重要的是能量利用磁芯通过周期2T的高频载波信号来传递的，从而使变压器小型化了。 通过变换器开关管S1-S4工作状态的划分，我们可以将其划分在典型的四个状态下，如图5（a）-（d）所示。在这四个状态中，表示了整个电路的工作流程顺序。图5（a）和（c）可以通过图6（a）对其电路进行等效，图5（b）和（d）可以通过图6（b）对其电路进行等效。在图6中r是变换器的外部阻抗，R是负载阻抗，n是变压器的变比。 图5、四种工作状态（a）S1：开，S2：关，S3：开，S4：关。（b）S1：关，S2：开，S3：开，S4：关。（c）S1：关，S2：开，S3：关，S4：开。（d）S1：开，S2：关，S3：关，S4：开。 图6、图5的等效电路 在实际电路中，假设开关频率（1/T）足够高，大于L-C滤波开关频率和调整频率，输出电压E0是利用状态空间矢量方法，根据BUCK电路变换器[2] 得到如下： 首先，可变状态矢量定义如下： 其中iL是滤波电流，E0是输出电压，通过这些状态矢量，图6中的等效电路可以通过以下状态空间方程来等效。 对于图6（a）： 对于图6（a）： 导出：对以上两式进行矢量变换推倒出矢量空间 ： 其中： 令 ，我们可以得到状态矢量的稳定状态时的值： 从这个表达式中，我们